1电磁骚扰耦合机理

1.1骚扰源与受害者

所有电磁兼容性问题毫无例外地包含两个因素，一个是骚扰发射源，另一个是对这个骚扰敏感的受害者。若这两者都不存在，也就没有电磁兼容性问题。如果骚扰源和受害者在同一设备单元内，称“系统内”电磁兼容性问题；如果骚扰源和敏感设备是两个不同的设备，例如，计算机监视器和无线电接收机，则称为“系统间”问题。大部分电磁兼容标准都是针对系统间电磁兼容的。同一设备在一种情况下是骚扰源，而在另一种情况下或许是受害者。

设备要满足性能指标，减小骚扰耦合往往是消除干扰危害的唯一手段，因此弄清楚骚扰耦合到受害者上的机理是十分必要的。通常减小骚扰发射的方法也能提高抗骚扰性，但为了分析方便，我们往往分别考虑这两方面的问题。

骚扰源和受害者在一起时，就有从一方到另一方的潜在干扰路径。组建系统时，你必须知道发射特征和组成设备的敏感性，以确定是否要做紧耦合实验。遵守已出版的发射和敏感度标准并不能保证解决系统的电磁兼容性问题。标准的编写是从保护特殊服务(在发射标准中，主要指无线电广播和远程通信)的观点出发的，并要求骚扰源和受害者之间有最小的隔离。

许多电子硬件包含着具有天线能力的元件，例如电缆、印制电路板的印制线、内部连接导线和机械结构。这些元件可以以电场、磁场或电磁场方式传输能量并耦合到线路中。在实际中，系统内部耦合和设备间的外部耦合，可以通过屏蔽、电缆布局以及距离控制得到改善。地线面或屏蔽面既可以因反射而增大干扰信号，也可以因吸收而衰减干扰信号。电缆之间的耦合既可以是电容性的，也可以是电感性的，这取决于其走向、长度和相互距离。绝缘材料也可以因吸收而减小场强，尽管这一因素在许多场合与导体相比可以忽略。

1.1.1公共阻抗耦合

公共阻抗耦合是由于骚扰源与受害者共用一个线路阻抗而产生的。最明显的公共阻抗是阻抗实际存在的场合，例如骚扰源和受害者共用的导体；但公共阻抗也可以是由两个电流回路之间的互感耦合，或者由于两个电压节点之间的电容耦合产生的。理论上，每个节点和每个回路通过空间都能耦合到另一节点和回路。实际上耦合程度随距离增大而急剧下降。图1.3表示一对平行导线的互电容和互感与其分离程度的变化关系。

1.1.1.1导电连接

当骚扰源与受害者（系统2的输人）共用一个地时，则由于系统1的输出电流流过X－X段的公共阻抗，在系统2的输人端产生电压。公共阻抗仅仅是由一段导线或印制板走线产生的。因为导线的阻抗呈感性，因此输出中的高频或高di／dt分量将更容易耦合。当输出和输人在同一系统时，公共阻抗构成反馈通路，这可能导致振荡。

解决方法如图1.2所示，在这个方法中，分别连接两个电路，因而在两个电路之间没有公共通路，也就没有公共阻抗。这个方法的代价是多用一根导线。这个方法可用于任何包含公共阻抗的电路，例如电源汇流条连接。大地是公认的最常见的公用阻抗因素，但在电路图中表示不出来。

  1.1.1.2磁场感应

导体中流动的交流电流会产生磁场，这个磁场将与相临的导体耦合，在其上感应出电压（图1.3）。受害导体中感应电压由公式（1.1）计算：

              V＝ －MdIL／dt （1.1）

         式中：M是互感，单位享利。 M取决于骚扰源和受害电路的环路面积、方向、距离，以及两者之间有无磁屏蔽。互感的计算公式在附录中给出，通常靠近的短导线之间的互感在0.1 ~ 0.3(H）之间。磁场耦合的等效电路相当于电压源串接在受害者的电路中。值得注意是两个电路之间有无直接连接对耦合没有影响，并且无论两个电路对地是隔离还是连接的，感应电压都是相同的。

  1.1.1.3电场感应

导体上的交流电压产生电场，这个电场与临近的导体耦合，并在其上感应出电压（图1.3）。在受害导体上感应的电压由公式(1.2)计算：

              V = CC× Zin × dVL/dt (1.2)

        式中CC是耦合电容, Zin是受害电路的对地阻抗。

这里假设耦合电容阻抗大大高于电路阻抗。噪声似乎是从电流源注入的，其值为CC×dVL/dt。

CC的值与导体之间距离、有效面积以及有无电屏蔽材料有关。典型例子是两个平行绝缘导线，间隔0.1英寸时，其耦合电容大约为每米50pF；未屏蔽的中等功率电源变压器的初次级间电容大约为100——1000pF。

在上述情况中，两个电路都必须连接参考地，这样耦合路径才能完整。但是如果有一个电路未接地，并不意味着没有耦合通路。未接地的电路与地之间存在杂散电容，这个电容与直接耦合电容串联。另外，即使没有任何地线，系统1至系统2的低电压端之间也存在寄生电容。噪声电流还是能够加到RL上，但其值由CC和杂散电容的串联值决定。

1.1.1.4负载电阻的影响

需要注意的是，磁场和电场耦合的等效电路之间的差异决定了电路负载电阻的变化引起的结果是不同的。电场耦合随RL增加而增大，而磁场耦合随RL增加而减小。这个性质可以用于诊断：比如你在观察耦合电压时，改变RL，你能够推断哪一种耦合模式起主导作用。同样道理，磁场耦合对低阻抗电路的影响更大，而电场耦合对高阻抗电路影响更大。

  1.1.1.5空间间隔

互电容和互感都受骚扰源和受害导体之间的物理距离的影响。图1.4表示在给出了自由空间中两平行导线之间的距离对其互电容的影响，以及对地平面（为每个电源提供回流通路）上两导体的互感的影响。

1.1.2电源耦合

   射频干扰能够从干扰源经电源配电网络进人受害者，因两者是连接在一起的。因此对高频不利，尽管从线路上可以容易地预测阻抗，但是在高频时很难精确估算。在电磁兼容试验中，电源的射频阻抗可用50Ω网络并联50μH电感近似表示（LISN）。对于短距离传输线，例如在同一线路上临近的设备，两个设备经电源线的耦合可用图1.5的等效电路描述。

      对于较长的距离，在10MHz以下，电源电缆是损耗很低的，特性阻抗约为150一200Ω的传输线。然而在任何一个局部配电系统中，因负载连线、电缆接头和配电元件起的骚扰和间断将是影响射频传输特性的主要因素。所有这些因素将增加损耗。

                     图1.5 经电源网络的耦合

1.1.3辐射耦合

为了理解能量是如何通过没有互联的较远的距离从源耦合到受害者的，需要了解一些电磁波传播的特性。本节介绍一些必要的概念。电磁波理论在许多著作中都有论述。

1.1.3.1电磁场的产生

   电场（E场）产生于两个具有不同电位的导体之间。电场的单位为m/V，电场强度正比于导体之间的电压，反比于两导体间的距离。

          磁场（H场）产生于载流导体的周围，磁场的单位为m/A，磁场正比于电流，反比于离开导体的距离。

当交变电压通过网络导体产生交变电流时，产生电磁（EM）波，E场和H场互为正交同时传播。传播速度由媒体决定；在自由空间等于光速 3×10m /s。在靠近辐射源时，电磁场的几何分布和强度由干扰源特性决定，仅在远处是正交的电磁场。

如图1.6。

                            图1.6 电磁场

1.1.3.2波阻抗

电场强度与磁场强度之比称为波阻抗（图1.7）。对于任何已知电磁波，波阻抗是一个十分关键的参数，因为它决定了耦合效率，也决定了导体的屏蔽效能。对于远场，d＞λ/2π，电磁波称为平面波，平面波的阻抗是恒定的，等于公式1.3所示的自由空间的阻抗：

 在近场，d＜λ/2π，波阻抗由辐射源特性决定。小电流、高压电辐射体（例如棒）主要产生高阻抗的电场，而大电流、低电压辐射体（例如环）主要产生低阻抗磁场。如果辐射体阻抗正好约377Ω，那么实际在近场能产生平面波，这取决于辐射体形状。

    λ/2π附近的区域，或近似六分之一波长的区域，是近场和远场之间的传输区域。平面波总是假设是在远场，当分别考虑电场或磁场波时，则假设是在近场。

图1.7 波阻抗

1.1.3.3　耦合方式

差模、共模和天线模辐射场耦合是学习电磁兼容的基本概念。在本书中这些概念将以各种形态反复出现。在骚扰的发射和入侵耦合方面都要应用。

差模

考察一根电缆连接起来的两台设备，图1.8。电缆中两根靠近的导线传输差模（去和回）信号电流。辐射场可以耦合到这个系统，并在两根电线之间感应出差模骚扰；同样，差模电流自身产生辐射场。地参考面（可以是设备外部，也可以是设备的支撑结构）在耦合中不起作用。

共模

电缆上还传输共模电流，即在每根导线上都以同一方向流动。这些电流通常与信号电流毫无关系。共模电流可以由外部电磁场耦合到由电缆、地参考面和设备与地连接的各种阻抗形成的回路引起。共模电流可以引起内部差模电流，设备对差模电流是敏感的。另外，共模电流也可以由地平面和电缆之间的内部噪声电压引起，这是辐射发射的主要原因。需要注意的是，与导线和设备外壳有关的寄生电容和电感是共模耦合回路的主要部分，在很大程度上决定着共模电流的辐度和频谱分布。这些寄生电抗是偶然产生的，而不是设计的，因此控制或预测这些参数比控制或预测那些决定差模耦合的参数，例如电缆的间隔和滤波参数，更困难。

天线模

天线模电流沿电缆和地平面同向传输。天线模电流通常不是由内部噪声产生的，但是当整个系统．包括接地平面，暴露于外场时，天线模电流将会流动。例如．飞机飞入雷达发射的波束区域时；飞机机身作为内部设备的接地平面，它象内部导线一样传输同样的电流。当不同的电流通路上的阻抗不同时，天线模电流会变为差模或共模，只有这时，天线模才成为系统的辐射场敏感性问题。

                           图1.8 辐射耦合方式

 1.2发射

当你按照规范设计产品，却缺乏有关系统或系统工作的环境的知识，你应区别发射和敏感度两个概念，设计产品使满足发射和敏感度的最低要求。各种标准中规定了极限值，但是个别用户或市场部门可能有特殊的要求。在那些来自国际无线电干扰特别委员会（CISPR）的标准中，发射又分为系统产生的辐射发射和以共模电流形式出现在接口和电源电缆上的传导发射。通常，辐射（高频）和传导（低频）之间的分界点在30MHz。辐射发射本身可以分为来自内部印制电路板或其它导线的发射，以及连接设备的外部电缆上的共模电流发射。

1.2.1辐射发射

1.2.1.1来自印制电路板的辐射

在多数设备中，主要的发射源是印制电路板（PCB）上电路（时钟、视频和数据驱动器，及其它振荡器）中流动的电流。来自PCB的辐射发射可用载有骚扰电流的小环天线（图1.9）模型描述。小环是指其尺寸小于感兴趣频率的四分之一波长（λ／4）（例如 75MHz为 lm）。多数 PCB环路当发射频率到几百兆赫时仍认为是“小”的。当其尺寸接近λ／4时，环路上不同点的电流相位是不同的，这个效应可在指定点上降低场强。当一个环路在地平面上时，在距环路10m处的最大电场强度与频率的平方成正比：        

   在自由空间中，电场随着离源的距离按正比例地下降。这里使用10m是因为这是欧洲辐射发射标准的标准测量距离。对于最坏的情况，由于地平面的反射，考虑最坏情况时要将辐射场强增加一倍。这也是符合试验标准要求的。

    公式中的环路面积必须是已知的，这个环路是由信号电流和回流构成的环路。公式4假设IS是在单一频率上。由于方波有丰富的谐波，Is必须应用付里叶计算。

评估PCB设计

    你可以利用公式1.4来粗略地预测已知PCB是否要加额外的屏蔽。例如，若A ＝ 10cm2， Is ＝ 20 mA，f = 50MHz，电场强度 E为 42dBμV／m，它超过了欧洲 B级极限值 12dB。如果频率和工作电流是固定的，并且环路面积不能减小，则屏蔽是必要的。

    但是反过来推导的结论是不成立的，即根据公式1.4预测PCB的差模辐射不超标，并不能说明设备不需要屏蔽。因为PCB上小环路的差模电流决不是仅有的辐射发射源；在PCB上流动的共模电流，特别是电缆上流动的共模电流，对辐射起更大的作用。

    PCB上的共模电流，与差模电流（克希霍夫电流定律决定）相比，是很难预测的。共模电流的返回通路常常是经杂散电容（位移电流）至其它临近物体，因此一个完整的预测方案必须详细考虑PCB和其外壳的机械结构以及对地和对其它设备的接近程度。正是由于这种原因，电磁兼容落了个“黑色艺术”的称号。

                    图1.9 印制电路板的电磁辐射